电子电路大全(PDF格式)-第71部分
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10。1。2 保证稳定性的技术
图 10…7 标准两级 CMOS 运算放大器拆分成电压－电流级和电流－电压级
图 10…8 两级运算放大器的二阶小信号等效电路
考虑上面的未加补偿的运算放大器的二阶小信号模型。为了归纳结论，与第一级有
关的元件标上小标I，与第二级有关的下标为II。两个极点的位置由下面的等式给出：
' …1 ' …1
p 1 = 和p 2 =
R C R C
I I
式中，R （R）和C （C）分别是从第一（二）级输出端看进去的对地电阻和电容。
I II I II
典型情况下，这些极点远离复平面的原点，相互靠得很近。负反馈环路的开环频率响应如
下图所示，反馈因子F（S）=1。注意，F（S）=1 是稳定性最糟的情况，在下图中，注意相位裕
度小于 45 度，这意味着运算放大器必须补偿才能用于闭环结构。
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图 10…9 使用无补偿运算放大器的负反馈环路
开环频率响应和 F（S）=1 的反馈系数
米勒补偿
这里我们给出米勒补偿。这是由在输出和第二级跨导级g 的输入之间跨接一个电容实
m Π
现的，其小信号模型如图 10…10 所示。通过分析小信号图 10…10，得出补偿后P （原极点
1
’ ’
P ）P （原极点P ）两极点及零点的表达式。
1 ， 2 2
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图 10…10 用于两级运算放大器的米勒电容
总的传输函数为：
V s g g R R （1…sC / g ）
O （ ） mI m I C m
=
V s 2
（ ） s R C C R C C g R R C s R R C C C C C C
1 （ ）
in ＋ （ ＋ ＋） ＋ ＋ ＋ ＋ ＋
I I C C m I C I I C I C
…1
p 1 ＝
g R R C
Ι Π C
m ∏
…g mΠ CC …g mΠ
p 2 ＋ ＋ C ＝
C C C CC C CC Π
Ι Π Π Ι
…g mΠ
z1 ＝
CΠ
加了补偿电容Cc将产生两个结果：第一，与RI并联有效电容大约增加到gmII（RII）（Cc）
结果使P1 明显的移向幅频面的原点。第二，由于反馈降低了第二级的输出电阻，P2 向远离
幅频面原点的地方移动。这时，有一零点位于幅频面正实轴上，这是通过Cc的前馈路径得
到的。图 10…11（a）标明了极点在幅频面上从补偿前位置移向补偿后的位置。图 3。17（b）
由渐进幅频特性和相频特性曲线说明了补偿的结果。
（a）
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（b）
图 10…10（a）采用米勒补偿法，环路增益＇F（s）=1＇的根轨迹图。其中 C 从 0 变化到
c
某一值（使根成为非主极点）；（b）补偿后环路增益＇F（s）=1＇的渐进幅频特性和相频特性
单位增益带宽近似为：
控制右半平面零点
右半平面的零点增加了相移，但是幅度也是增加的。因此，零点关于稳定度会在两个
方面使情况变遭。如果零点（z ）或者极点（p ）移向复频面原点，相位裕量会减小。为
1 2
闭环使用，放大器补偿的目的是移动除了主极点（p1 ）之外的所有极点、零点，使他们远
离复频面的原点（超出单位增益带宽），相频特性类似于图 3。17（b）。
由前面分析可知，前馈路径通过补偿电容形成的零点有限制GB的倾向。如果零点不存
在，可能其他方法也会这样。我们可以通过在补偿电容Cc地前馈通路中插进与Cc串联的调
零电阻。图 10…11（a）示出了这种技术的应用。
（a） （b）
图 10…11（a）使用调零电阻 R 控制零点
z
（b）使用调零电阻的两级运算放大器的小信号模型
通过图 10…11（b）小信号图得出：
…1
p 1 （3…32）
g R R C
Ι Π C
m ∏
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…g mΠ CC …g mΠ
p 2 ＋ ＋ C （3…33）
C C C CC C CC Π
Ι Π Π Ι
…1
p 4 （3…34）
CΙRZ
和
1
z1 = 1 （3…35）
C （ ）
C Rz
g mΠ
1
容易看出调零电阻是如何控制零点的。为了移动零点，Rz必须等于 g mΠ 。我们可
以移动零点到右半平面到左半平面的极点P 的位置。结果，与输出负载电容有关的极点抵
2
消了。为了得到这个结果，必须满足下面条件：
Z =P （3…36）
1 2
…g mΠ 1
使得 = （3…37）
CΠ C （ 1 ）
C Rz
g mΠ
CC ＋CΠ 1
可以 R ＝（ ）（ ） （3…38）
z
CC g mΠ
由于p2 的被抵消了如图 10…12 所示过。这样电路变的比较稳定了。为了保证p3 和p4
的值远大于GB。
图 10…12 调零电阻抵消 p 极点示意图
2
由已知得Cc必需满足下式：
g mΙ
C 》 （3…39）
c C C
Ι Π
g mΠ
这样在两级运算放大器电路中用调零电阻可以受到很好的效果。即使有大的负载电
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容，运算放大器仍然可以具有很好的稳定性。
通过增加调零电阻可以扩展基本二级CMOS电路的单位增益带宽，而且通过调整密勒电
容的值还能保证电路有相同的相位裕量，从保征电路的稳定性。根据理论结果可以看出，
随着R的增大，GB值增大，但是相位裕度会非线性减小，在保证相位裕度大于 60o 的条件下，
R的变化范围l5％之内。密勒电容Cc增加 5％，GB减小了l5％，相位裕度增加 3。4％。较小
的相位裕度增量牺牲较大的单位增益带宽，在应用中要根据实际要求寻求一个平衡点。
10。2 两级电流源负载共源放大器及其补偿
电阻负载（或者有源负载）由于其小信号输出电阻较小（电阻负载为其阻值，有源负
载为 1/gm），使得其频率性能比较好，因此两极点比较靠近零点。为了显著的观察补偿电
容对极点的分裂效应，参考Gray一书经过推导得出的补偿电容的两极点单零点公式，需要
满足gm*R》》1 的条件，这样便需加大每级的增益，于是采用电流源负载结构，这样也从另
一方面提升了增益，便于观察单位增益带宽与次极点之间的互动关系（有源负载两级增益
积很小，这样单位增益带宽十分接近 3dB带宽，不利于实验）。
图 10…13 两级电流源负载单管放大电路
上图为结构的电流源负载单管放大电路原理图。仿真得到双极点：p0=3。311e7，
p1=2。100e8，双零点对：1。618e10，Av=56。7dB。可以看到两极点是比较靠近的，而且由于
该电路增益较大（至少远大于有源负载形式的低于 20dB十倍的增益），可以预期该电路的
单位增益带宽点落在次极点之外，即相位裕度小于零。
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图 10…14 两级电流源负载无补偿频率响应图
上图即为该两级放大器的频率响应，由于增益�
