电子电路大全(PDF格式)-第66部分
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。ac dec 20 1k 100Meg
。print vdb（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
这个仿真的频率曲线图如下图所示，其中我们看到－3dB频率约发生在 460kHz处。
图 9…3 共源放大器的－3dB 频率估计
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9。3 源极跟随器放大器
首先要说明的是，在接下来的分析中要包括一些源极跟随器放大器的高频知识。我们
看到放大器的这些类型可能有复杂的极点，因此，设计者必须小心没有显示出过大的超调
和瞬变的电路。我们还介绍了一个只有实轴极点并因此没有超调和瞬变的补偿电路。
源极跟随器的频率响应可以通过将源极建模为一个诺顿等效电路并添加一个负载电容
来求得，如图 9…4 所示。这个电路包括寄生电容时的小信号模型如图 9…5 所示。电容Cs包
r r
括负载电容CL和寄生电容Csb1。类似低频下的做法， ds 1 、 ds 2 和模拟体效应电流源的压控
电流源可以用一个电阻来模拟。这个模型使我们可以分析如图 8…6 所示的简化小信号模型。
R =r &r & 1/ g
其中： s 1 ds 1 ds 2 （ s 1 ），且输入电容为
'
C =C ＋C
in in gd 1
。
图 9…4 用来分析源极跟随器频率响应的结构
v
节点分析是可能的，但是对于这个例子非常复杂。这个分析分四个步骤。首先，求从 gs 1
v C Y i v
到 out 的增益。第二步，求M1 的栅极看进去但不考虑 gd 1 的导纳 g 。第三步，求从 in 到 gs 1
v v
的增益。最后，求得 in 到 out 总的增益并得到结果。
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图 9…5 源极跟随器的一个等效小信号模型
图 9…6 源极跟随器的一个简化等效小信号模型
v
在节点 out ，我们让离开节点的电流总和为零，有
vout （sCs ＋sCgs 1 ＋Gs 1 ）…vg 1sCgs 1 …gm1 （vg 1 …vout ）=0 （9…15）
v / v
解得 out g 1 有
vout sCgs 1 ＋gm 1
=
v ＋ ＋ ＋
g 1 s （Cgs 1 Cs ） gm 1 Gs 1
（9…16）
下一步是计算M1 栅极看进去的导纳Yg，但是不考虑进入Cgd1 的电流。输入电流为
i = v …v sC
g 1 （ g 1 out ） gs 1
（9…17）
v Y =i / v
用式（9…16）将式（9…17）中的 out 消去，解得 g g 1 g 1 有
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i sC （sC ＋G ）
g 1 gs 1 s s 1
Y = =
g
vg 1 s （Cgs 1 ＋Cs ）＋gm 1 ＋Gs 1 （9…18）
i v
我们可以写出输入电流 in 与栅极电压 g 1 的关系为
'
iin =vg 1 （sCin ＋Gin ＋Yg ）
（9…19）
将式（9…18）带入式（9…19）中并整理得
vg 1 s （Cgs 1 ＋Cs ）＋gm 1 ＋Gs 1
=
2
＋ ＋
i a sb s c
in （9…20）
其中
a =Gin （gm1 ＋Gs1 ）
'
b =Gin （Cgs1 ＋Cs ）＋Cin （gm1 ＋Gs1 ）＋Cgs1Gs1 （9…21）
'
c =Cgs 1Cs ＋Cin （Cgs 1 ＋Cs ）
用式（9…16）和式（9…20）有
vout sCgs 1 ＋gm 1
A s = =
（ ） 2
＋ ＋
i a sb s c
in （9…22）
这样我们看到传递函数是二次的。具体的说，它有两个极点（分母的根）为实根或共
轭复根，电路的阶跃响应将出现超调也可能瞬变。这个潜在问题是使用源极跟随器的弊端。
为了确定传递函数是否会出现瞬变，式（9…22）可以写成下式的形式。
N s
（ ）
= 0
A s A
（ ） （ ） 2
s s
1＋ ＋
ωQ ω2
0 0
（9…23）
ω ω
其中： 0 和Q可以通过让式（9…23）的系数等于式（9…22）的系数求出。这里，参数 0 被
称为极点频率（pole frequency），Q被称为Q因子＇Sedra，1991＇。众所周知，如果
Q 《 1/ 2 ≈0。707 ，传递函数的大小有直流最大值且不会出现尖峰（假设零点在非常高的
频率上，因此效果可以忽略）。而且，对于Q = 1/ 2 ，－3dB频率等于ω0 。当研究时间域
响应时，可求出Q因子的约束条件以保证阶跃输入没有尖峰。具体的说，要想在阶跃输入中
没有尖峰，两个极点必须为实数；这与Q ≤0。5 的要求是相同的。在Q》0。5 的情况下，输出
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电压的超调百分比为
…π/ 4Q2 …1
超调百分比＝ 100e （9…24）
ω
对于源极跟随器，让式（9…23）的系数等于式（9…22）的系数解得 0 和Q为
Gin （g m1 ＋Gs 1 ）
ω =
0 C C ＋C' （C ＋C ）
gs 1 s in gs 1 s
（9…25）
（ ）＇ ' （ ）＇
Gin g m1 ＋Gs 1 Cgs 1Cs ＋Cin Cgs 1 ＋Cs
Q = '
Gin Cs ＋Cin （g m1 ＋Gs 1 ）＋Cgs 1Gs 1 （9…26）
如果Q大于 0。5，极点将是共轭复根，且电路将出现超调。虽然这个Q方程非常复杂，
'
C
注意如果Cs、 in 或两者都变大（即：如果负载、输入电容或者两者都变大），Q变小，且
'
C G G
不会出现超调（虽然电流将变慢）。当 in 和 s 1 变小（当晶体管的源极与衬底相连， s 1 变
G C ≈C
小，这可以消除体效应）， in 变小且 s gs 1 时，电路将有一个大的Q（即大的瞬变）。
总之，源极跟随器（和射极跟随器）电路在特定条件下会出现大量超调和瞬变。幸运的是，
实际微电路的寄生电容和输出阻抗一般对于最坏的条件也只会出现中等的超调。
最后还要注意：传递函数的分子零点位于实轴负方向上，频率为
…g m1
ω =
z C
gs 1
（9…27）
ω
0
这个频率一般远远大于 。
例：考虑如图所示的源极跟随器，其中，所有的晶体管W/L＝100um/1。6um。假设
2 2 γ =0。5V 1/ 2
unCox=90uA/V ， upCox=30uA/V ， Ibias＝100uA， n ，
rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇。这一级的增益是多少？
解：gm1 的值由下式得出
gm1＝＇2unCox（W/L）ID1＇1/2=1。06mA/V
同时
Rds1= Rds2=8000*1。6/0。1=128kΩ
体效应参数方�
