电子电路大全(PDF格式)-第67部分
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gm1＝＇2unCox（W/L）ID1＇1/2=1。06mA/V
同时
Rds1= Rds2=8000*1。6/0。1=128kΩ
体效应参数方程，即
γg m
g s 1 =
2 V ＋ 2φ
SB F
76
…………………………………………………………Page 525……………………………………………………………
V
为了计算这个参数，我们需要知道源极－主体电压 SB 。但是，这个电压要依赖应用
V ≈2V
情况，不能事先准确知道。这里我们假设使用的是 5V的电源， SB 。这在一定程度
上有些武断，但是这是在没有更多细节的情况下能使用的最好方法。因此有
0。5g m
g s 1 = =0。15g m =0。16mA / V
2 2 ＋0。7
所以有
V g 1。06
out = m1 = =0。86V / V
V g ＋g ＋g ＋g 1。06 ＋0。16 ＋1/ 128＋1/ 128
in ds 1 ds 2 m1 s 1
注意：正如前面提到的，这个结果小于 1 这么多主要是因为体效应参数 g s 。如果没有
体效应，增益应约为 0。99V/V。
假设
Rin =180kΩ CL =10pF Cgs 1 =0。2pF Cgd 1 =15fF Csb 1 =40fF Cin =30fF
， ， ， ， ，
ω
求 0 以及图 9…3 所示的源极跟随器的零点频率。
解：从上例，gm1＝1。06mA/V，Rds1= Rds2=128kΩ， g s 1 =0。16mA / V ，这样有
'
Cin =Cin ＋Cgd 1 =45fF
Gs 1 =g s 1 ＋g ds 1 ＋g ds 2 =0。176mA / V
Cs =CL ＋Csb 1 =10。04pF
ω
因此我们可以求出 0 为
Gin （g m1 ＋Gs 1 ）
ω =
0 C C ＋C' （C ＋C ）
gs 1 s in gs 1 s
7
=5。24 ×10 rad / s =2π×8。34MHz
77
…………………………………………………………Page 526……………………………………………………………
（ ）＇ ' （ ）＇
Gin g m1 ＋Gs 1 Cgs 1Cs ＋Cin Cgs 1 ＋Cs
Q = '
Gin Cs ＋Cin （g m1 ＋Gs 1 ）＋Cgs 1Gs 1
＝0。8
这导致阶跃输入的超调，表示为
…π/ 4Q2 …1
超调百分比 ＝ 100e ＝8％
用式（9…27）可以求出零点频率为 855MHz，当然它几乎可以忽略。
源极跟随器 HSPICE 频率分析
网表：
EX8。2 source follower frequency test
。option post=2 numdgt=7 tnom=27
Vdd 1 0 dc 5
Vss 2 0 dc …5
Ibias 3 2 dc 100u
Rin 4 0 180k
Cin 4 0 30f
Cl 3 0 10p
M1 1 4 3 2 nmos w=100u l=1。6u
Iin 4 0 pulse（0 …5u 10n 0 0）
。op
。tran 0。5n 300n
。print v（3）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
78
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＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
源极跟随器的阶跃响应如下图所示，这里的超调量约为 10％。
图 8…7 源极跟随器的阶跃响应，显示了 10％的超调
一个双极晶体管射极跟随器与一个CMOS源极跟随器非常相似。因此，这里就不讲它的
高频分析。但是，注意：共轭复根极点的问题对于双极射极跟随器，可能更加严重。
对于CMOS源极跟随器和双极射极跟随器，当出现共轭复根时，它们可以通过添加补偿
线路消除。为了看到这点，注意式（8…18）可以写成
1
Y =sC ＋
g 2 1
R
1
sC
1
（8…28）
其中
C （C g …C G ） g C C
gs 1 s m1 gs 1 s 1 m1 gs 1 s
C = ≈
1 （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ） （g m1 ＋Gs 1 ）（Cgs 1 ＋Cs ）
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（Cgs 1 ＋Cs ）2 （Cgs 1 ＋Cs ）2
R = ≈
1 C （C g …C G ） C C g
gs 1 s m1 gs 1 s 1 gs 1 s m1
C C
C = gs 1 s
2
C ＋C
gs 1 s
（8…29）
图 9…8 导纳与源极跟随器栅极看 图 9…9 添加补偿线路（C1 和 R1）来补偿
进去的输入阻抗相同的电路（忽略 Cgb） 源极跟随器栅极看进去的导纳中的负项
一般 Cs 》Cgs 1 且g m1 》Gs 1 ，由此可以得到近似解。这与图 9…8 所示电路的导纳相同。
这样，输入阻抗相当于一个负的电容器和一个负的电阻串联再与一个电容并联。如果由一
个大小为C1 的电容和大小为R1 的电阻串联组成的第三线路连接到源极跟随器的栅极，如图
9…9 所示，那么负的项就可以去掉了。得到的输入导纳即为C2，如式（9…29）给出的一样。
在这种情况下，式（9…20）变为
v 1
g 1
=
iin G ＋sC ' ＋ Cgs 1Cs
in in C ＋C
gs 1 s
（9…30）
式（9…22）变为
1＋s Cgs 1
（）= vout = g m1 g m1
A s R
in
iin g m1 ＋Gs 1 s s
1＋ 1＋
p 1 p 2
（9…31）
其中
G G
p 1= in ≈ ' in
C' ＋ Cgs 1CL Cin ＋Cgs 1
in
C ＋C
gs 1 L
（9…32）
80
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g m1 ＋Gs 1 g m1 ＋Gs 1
p 2 = ≈
C ＋C C
gs L L （9…33）
C 》》C
当 s gs 1 时，这个近似是正确的。不考虑近似，现在极点是实数，不会发生超调。
因此，当设计源极跟随器（或射极跟随器）时，推荐的程序是为了检查：用式（9…26）
或者SPICE瞬态分析寻找超调点的极点是否为复数形式。当极点是复数时，增大Cin、Cs或
两者，或者添加补偿线路，如图 9…9 所示。
例：考虑如图所示的源极跟随器，其中，所有的晶体管W/L＝100um/1。6um。假设
2 2 γ =0。5V 1/ 2
unCox=90uA/V ， upCox=30uA/V ， Ibias＝100uA， n ，
rds…n=＇8000L（um）＇/＇ID（mA）＇ 。 假 设 Rin =180kΩ ， CL =10pF ，
Cgs 1 =0。2pF ， Cgd 1 =15fF ，Csb 1 =40fF ，Cin =30fF ，求图 8－3 所示源极跟随器
的补偿线
